具有40μK分辨率和0.12pJK2的FOM的双MEMS谐振器温度数字转换器

11.1.具有40μK分辨率和0.12pJK2的FOM的双MEMS谐振器温度数字转换器

精密MEMS振荡器需要一个温度数字转换器（TDC）来调整小数N分频PLL的倍频因子，以补偿MEMS谐振器在整个温度范围内的频率变化[1]。然而，这种补偿为TDC噪声传播到振荡器输出的路径提供了一个相位噪声（PN）。 以前的工作试图通过使用高分辨率TDC（例如[1]中描述的基于MEMS热敏电阻的TDC）来使噪声最小化。本文提出了一种基于双MEMS谐振器的TDC [2-3]，它对振荡器PN没有显着影响。在130Hz带宽（BW）下，传感器达到40μK的热噪声限制分辨率，导致分辨率FOM（能量/转换×分辨率2）为0.12pJK2，比现有技术水平高5倍[4]。

电信应用要求在1s积分时间内Allan偏差（ADEV）优于10-10的时钟，或48MHz时钟的1Hz偏移频率下的PN小于-59dBc的时钟，降低30dB /十倍频程。此类应用还需要在-40至85°C范围内保持±0.1ppm的频率稳定度，这在1°C / s的温度斜坡和热瞬变（通常在100Hz BW）内必须保持。本工作中介绍的MEMS振荡器符合PN要求，无需温度补偿（XO）。但是，为了满足稳定性要求，温度补偿（TCXO）是必不可少的。

最好的TDC分辨率为10μs/ s时100μK（rms），FOM为13pJK2 [1]。 在这项工作中，MEMS频率变化高达1ppm / K。为了避免降低TCXO PN，在200S / s时需要至少50μK的TDC分辨率。为了满足这一要求，在[1]中规范体系结构将需要1W的功耗。[4]中的传感器实现了迄今为止较好的能效，FOM为0.52pJK2，但在10mK（rms）时，其分辨率远远不够。另外，这两个示例都是基于热敏电阻的，并且不可能在整个寿命期内满足±0.1ppm的稳定性要求（包括迟滞）。 其他TDC类型，例如基于BJT的传感器，尚未达到所需的分辨率和能效[5]。本文提出的双MEMS谐振器TDC使我们能够同时实现目标分辨率，BW，FOM和稳定性。

图11.1.1描述了一个芯片上带有两个MEMS谐振器的可编程振荡器，连接到一个CMOS芯片上，该芯片包括两个振荡器维持电路，一个频率比引擎和一个频率合成器。在这种结构中，温度信息是从两个MEMS频率[6]的比值中获得的：温度系数为-7ppm / K的温度感测频率fTS（45MHz）和温度平坦频率fTF（47MHz）1ppm / K。因此它们的比率具有约-8ppm / K的温度系数。

图11.1.2显示了频率比率引擎，它由一个嵌套在另一个中的PLL组成。 数字PLL（DPLL）将fTS锁定为由嵌套模拟小数N分频PLL（APLL）提供的fTF的缩放值，并用作DPLL的数字控制振荡器（DCO）。APLL的分数除以两个频率的比例。DCO的输出频率除以10，以优化所用过程中的功率和性能。 分数除法值应用于由7阶多项式和椭圆低通滤波器组成的TDC数据路径。然后通过修改频率合成器[1]的可编程倍频器（PFM）值，滤波后的结果用于稳定参考频率fTF，从而在合成器输出端产生稳定的频率。

DCO是一个3阶小数N分频PLL，设计用于2MHz带宽，由基于XOR的PFD，二阶环路滤波器和一个9级环形振荡器组成。如图11.1.3简化框图所示，DPLL包含一个数字相位量化器和一个环路滤波器。数字PFD采用由4b计数器构成的粗量化器，该计数器对VCO输出的每个上升沿进行计数，精细量化器由9个对环形振荡器的所有相位进行采样的仲裁器组成。每个ClkTS的上升沿锁存粗略和精细量化器输出。由于只使用环形振荡器内部节点的上升沿，因此量化步长为VCO周期的1/9。VCO在ClkTS周期内的总相位是通过将两个连续锁存的量化器输出的差值相加来测量的，而粗略值则乘以9.这个值从一个数字常数（STEP = 90）中减去，该数字常数代表在每个样品的锁定条件下所需的VCO相位增量。然后将其馈送到积分器和5kHz BW数字环路。环路滤波器的输出包含温度信息，用于控制DCO频率并在TDC数据通路中处理后修改PFM值。

鉴于振荡器ADEV不受TDC支配，TDC噪声ADEV必须小于80μK。由于TDC的分辨率处于几十μK的水平，因为在测量装置和气候室中存在各种片上热漂移源，所以直接测量它是具有挑战性的。因此，分辨率是从测量值TDC对输出时钟PN的噪声贡献。在TCXO模式下，TDC噪声对整个频谱上的PN没有显着的影响。但是，如图11.1.4所示，关闭TDC数据通路中的椭圆滤波器会导致频率范围约为300Hz至8kHz的PN凸起。为了测量TDC对PN的贡献，TDC数据通路增加了26dB。这可以通过测量凸起的PN增量来验证。该方法将TDC噪声对输出时钟PN的贡献增加到可测量的值。TDC输出与温度之间的确切关系是通过在一个小范围内升高温度并观察所得到的TDC产生的振荡器漂移来确定的，如图11.4.4所示。基于此校准，TDC的分辨率在130Hz BW下小于40μK（rms）。

如图11.1.5所示，TCXO器件在-40至+ 85°C的温度范围内具有<±100ppb的输出时钟频率稳定性，而XO器件的TCXO器件在100ppm以下变化。 图11.1.5还包括9个温度循环的滞后测量。归因于测量设置，滞后窗<30ppb，主要由上升和下降温度斜坡之间的约15℃温度偏移支配。

TDC的表现如图11.1.6所示，并与先前报道的高分辨率TDC相比较。如图所示，所描述的TDC将现有技术的分辨率提高了2倍以上，但是转换时间缩短了25倍。 由此产生的分辨率FOM是0.12pJK2，比现有技术水平高出约5倍[4]。图11.1.7显示了原型传感器的芯片显微图，其中MEMS谐振器芯片被翻转并连接到0.18μmCMOS芯片。 整个芯片电流（在20MHz输出频率下，空载）测得约为48mA。在1.6V电源时，TDC（包括模拟和数字电路）以及两个振荡器的维持电路消耗大约12mA，其中TDC模拟和数字部分分别估计为1.5mA和2mA。


作者非常感谢Kofi Makinwa的评论，对本文的深入评论和改进，以及John Vig的回顾和历史观点。

图11.1.1：MEMS谐振器芯片连接到CMOS芯片上，包括维持电路，频率比引擎和频率合成器。

图11.1.3：精细量化器中使用的数字PFD，数字环路滤波器以及连接到环形振荡器每个相位的仲裁器电路的简化框图。

图11.1.5：15个TCXO器件的TF和TS频率加上频率稳定性; TCXO滞后，温度上升1°C / min。

图11.1.2：双谐振器TDC的频率比引擎的简化框图，由数字PLL，模拟PLL和TDC数据路径组成。

图11.1.4：不同工作模式下20MHz时钟的测量PN，TCXO的ADEV和振荡器频率漂移与增益上升TDC的温度相比。

图11.1.6：与以前先进的高分辨率温度传感器的性能比较。

图11.1.7：0.18μmCMOS芯片的显微照片，顶端有谐振器的翻转MEMS芯片。